트랜지스터 스위칭 회로 LED - teulaenjiseuteo seuwiching hoelo LED

도면과 다음의 상세한 설명은 오직 설명의 방법으로 다양한 실시예들에 연관된다. 다음의 논의로부터 여기에서 기술되는 구조 및 방법의 대안의 실시예들은 여기서 논의된 원칙으로부터의 출발 없이 이용될 수 있는 가능한 대안들로 쉽게 인정될 수 있다.

참조는 첨부된 도면들에서 도시되는 몇몇의 실시예들로 상세하게 이루어 질 수 있다. 실행이 유사하거나 동일한 도면 부호가 도면 전체에서 사용될 수 있으며, 이는 유사하거나 동일한 기능을 나타낼 수 있는 것으로 언급될 수 있다. 도면은 오직 도면의 목적을 위해 다양한 실시예를 도시한다. 본 발명이 속한 기술 분야에서 통상의 지식을 갖는 당업자는 다음의 설명으로부터 여기서 설명되는 구조 및 방법의 대안의 실시예들이 여기서 기술되는 원칙으로부터의 출발 없이 이용될 수 있다는 것을 쉽게 인지할 수 있다.

여기서 공개되는 실시예들은 스위칭 파워 컨버터의 드라이브 트랜지스터의 불안정 동작 상태(unsafe operating conditions)에 대한 모니터링을 위한 파워 컨트롤러의 방법을 설명한다. 상기 파워 컨트롤러는 상기 드라이브 트랜지스터에서의 전압의 연속적인 관찰 및 상기 드라이브 트랜지스터를 통한 프로그램된 전류의 지식(knowledge)에 기초하여 파워 소실을 예측함으로써 상기 스위칭 파워 컨버터에서 상기 드라이브 트랜지스터의 파워 손실을 모니터링한다.

일실시예에 따르면, BJT는 LED 램프 시스템의 상기 스위칭 파워 컨버터에서 상기 스위칭 디바이스(이를 테면, 상기 드라이브 트랜지스터)로 사용된다. BJT는 컷오프 모드(cutoff mode), 세츄레이션 모드(saturation mode), 또는 액티브 모드(active mode)를 포함하는 다른 모드로 동작한다. BJT는 상기 BJT의 동작 모드에 기초하여 개방 회로(open circuit), 폐회로(closed circuit), 또는 정전류 싱크(constant current sink)로 작동하도록 구성된다.

일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러는 스위치로 작동하는 상기 BJT의 결과로(resulting in the BJT functioning as a switch) 상기 컷오프 모드와 상기 세츄레이션 모드 사이를 전환하는 상기 BJT를 컨트롤한다. 일실시예에 따르면, 상기 BJT가 스위치로 동작하는 경우, 상기 스위칭 파워 컨버터는 "스위칭 모드(switching mode)"에서 동작한다. 상기 스위칭 모드 동안, 상기 스위칭 파워 컨버터는 LED 스트링과 같은 부하(a load such as a string of LEDs)에 전기적 파워(electrical power)를 제공한다.

상기 컨트롤러는 조정 가능한 전류 싱크로 동작하는 상기 BJT의 결과로(resulting in the BJT functioning as an adjustable current sink) 상기 BJT가 상기 액티브 모드에서 동작하도록 더 컨트롤한다. 상기 액티브 모드 동안, 상기 BJT의 에미터 전압(emitter voltage)(VE)은 상기 BJT의 컬렉터 전압(VC)보다 작은 상기 BJT의 베이스 전압(VB) 보다 작다(이를 테면, VE<VB<VC). 일실시예에 따르면, 상기 BJT는 상기 액티브 모드 동안 전류 싱크로 동작하고(operates as a current sink), 상기 스위칭 파워 컨버터는 "선형 모드(linear mode)"에서 동작한다.

상기 선형 모드 동안, 전류는 LED 램프의 바람직한 라이트 출력 강도를 설정하는 상기 LED 램프 시스템의 디버 스위치로부터 전류를 드로잉하는 상기 BJT에 드로잉된다(During the linear mode, current is drawn to the BJT thereby drawing current from a dimmer switch of the LED lamp system that sets the desired light output intensity of a LED lamp). 상기 디머 스위치로부터의 드로잉 전류는 상기 디머 스위치의 내부 회로가 적절히 작동하도록 한다. 게다가, 상기 선형 모드 동안, 상기 BJT는 상기 디머 스위치의 상기 내부 회로를 적절히 동작할 수 있도록 상기 LED 램프와 상기 디머 스위치 사이의 입력 캐패시터로 방전한다(discharges input capacitors).

상기 선형 모드 동안, 전류 싱크로 동작하는 상기 BJT로 인해, 전압 드롭이 상기 BJT에서 발생하고 및 전류가 상기 BJT를 통해 흐르기 때문에 상기 BJT는 파워를 소모한다(dissipates power). 상기 BJT는 상기 선형 모드 동안 파워를 소모하기 때문에, 상기 BJT의 온도는 상승하며(the temperature of the BJT rises)(이를 테면, 상기 BJT는 뜨거워 진다(heats up)), 상기 BJT가 상기 BJT의 불안정 동작 상태에 연관되는 온도에 도달하는(또는 접근하는) 경우 상기 스위칭 파워 컨버터에 위험을 초래할 수 있다.

일반적으로, 상기 파워 컨트롤러는 상기 BJT가 상기 액티브 모드에서 동작되는 경우 상기 BJT가 불안정 동작 온도에 도달하게 하는 시간이 지남에 따라 상기 BJT에 의해 소실되는 파워의 디지털 시뮬레이션을 지속적으로 관찰한다(the power controller continuously observes a digital simulation of power dissipated by the BJT over time that describes if the BJT is operated in the active mode for a length of time which would cause the BJT to reach an unsafe operating temperature). 소실되는 에너지 임계치에 도달하는 것에 응답하여, 상기 파워 컨트롤러는 상기 BJT가 안전한 동작 온도까지 쿨링되도록 상기 BJT를 턴-오프할 수 있다.

도 1은 디머 스위치(10) 및 LED 램프(20)를 포함하는 LED 램프 시스템을 도시한다. 캐패시턴스(CI)는 상기 디머 스위치(10)와 상기 LED 램프(20) 사이에 존재한다. 일실시예에 따르면, 디머 스위치(10)는 컨벤셔널 디머 스위치(a conventional dimmer switch)이고 및 LED 램프(20)의 타켓 라이트 출력 강도(target light output intensity)를 설정하는데 사용되는 디밍 입력 신호(dimming input signal)(11)를 리시브한다.

디머 스위치(10)는 디밍 입력 신호(11)에 대응하여 램프 입력 전압(110)의 V-RMS 값을 조정하고 및 AC 입력 전압 신호(VAC)를 리시브한다(receives an AC input voltage signal VAC and adjusts the V-RMS value of the lamp input voltage 110 in response to dimming input signal 11). 다시 말해, 상기 디머 스위치(10)에 의한 LED 램프(20)의 라이트 강도의 컨트롤은 LED 램프(20)에 적용되는 상기 램프 입력 신호(110)의 상기 V-RMS 값을 조정함으로써 달성된다. 디밍 입력 신호(11)는 수동으로(manually) 제공될 수 있거나(노브 또는 슬라이드 스위치(knob or slider switch)를 통해, 미도시) 또는 자동 라이팅 컨트롤 시스템(automated lighting control system)(미도시)을 통해 제공될 수 있다.

디머 스위치의 한 예로는 미국 특허 제7,936,132호에 설명되어 있다. 일실시예에 따르면, 디머 스위치(10)는 TRIAC 회로를 이용함으로써 상기 램프 입력 전압을 조정하기 위해 상기 램프 입력 전압(110)의 위상각 스위칭을 이용한다(employs phase angle switching of the lamp input voltage110). TRIAC는 트리거 되는 경우 양방향으로 전류를 흐르게 하는 양방향 디바이스이다. 적절하게 동작하는 TRIAC 디머의 내부 타이밍을 위해(For the internal timing of a TRIAC dimmer to function properly), 전류는 특정 시간에서 디머(10)로부터 드로잉되어야 한다(must be drawn from the dimmer 10 at certain times).

일실시예에 따르면, 상기 LED 램프(20)는 적절하게 동작하는 상기 디머(10)의 상기 내부 회로를 허용하는 방식으로 상기 디머(10)로부터 전류를 드로잉하도록 구성된다(is configured to draw current from the dimmer 10 in a manner that allows the internal circuitry of the dimmer 10 to function properly).

상기 LED 램프(20)는 브릿지 정류기(bridge rectifier)(BR1), 인덕터(L1)(이를 테면, 마그네틱 엘리먼트(magnetic element)), 다이오드(D1), 캐패시터(C1), 상기 드라이브 트랜지스터(Q1), 감지 저항(sense resistor)(Rs), 파워 컨트롤러(30), 전류 레귤레이터(current regulator)(40), 및 발광 다이오드(light emitting diodes)(LED)의 스트링을 포함한다. 일반적으로, 상기 LED 램프(20)는, 동적 스위치 구동 신호에 의해 구동되는 스위칭 디바이스로 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 사용하는, 드라이브 트랜지스터(drive transistor)(Q1), 캐패시터(C1), 다이오드(D1), 및 인덕터(L1)로 구성되는 부스트 타입 스위칭 AC-DC 파워 컨버터(boost type switching AC-DC power converter)(120)를 이용한다.

일실시예에 따르면, 드라이브 트랜지스터(Q1)는 BJT이며, 금속-산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(a metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)(MOSFET)와 같은 스위칭 디바이스의 다른 타입이 다른 실시예들에서 사용될 수 있다. 다른 실시예들에서 다른 파워 컨버터 기술들은 플라이백 토폴로지(flyback topology)와 같은 상기 파워 컨버터를 위해 사용될 수 있다.

특히, 브릿지 정류기(BR1)는 AC 전압(110)으로 조정되는 위상각을 리시브하고(receives the phase-angle adjusted AC voltage 110) 및 정류된 입력 전압(112)를 생성한다. 파워 컨트롤러(30)는 상기 정류된 입력 전압(112)를 리시브하고 및 상기 파워 컨트롤러(30)에 커플링되는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)로 상기 베이스 전류(IB)를 컨트롤한다(controls the base current IB to the drive transistor). 일반적으로, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 DC 전압(114)을 생성하는 AC-DC 전압 변환을 수행하는 도 1에서 도시한 상기 부스트 컨버터를 컨트롤한다(controls the boost converter).

전류 레귤레이터(current regulator)(40)는 상기 파워 컨버터(120)로부터 상기 DC 출력 전압(114)를 리시브한다. 상기 전류 레귤레이터(40)는 또한 상기 파워 컨트롤러(30)로부터 하나 또는 그 이상의 컨트롤 신호(116)를 수신하고 및 상기 컨트롤 신호(116)의 컨트롤 하에서 상기 LED를 통해 전류를 조절한다(regulates current through the light emitting diode LED under the control of the control signals). 컨트롤 신호(116)는 이를 테면, 상기 정류된 입력 신호(112)에서의 위상각 스위칭으로 인해 위상-컷의 인디케이션을 포함할 수 있다(may include, for example, an indication of the phase-cut due to phase angle switching in the rectified input signal 112).

전류 레귤레이터(40)는 상기 LED에 대한 상기 타켓 라이트 출력 강도를 달성하도록 펄스-폭-변조(pulse-width-modulation)(PWM) 또는 정전류 컨트롤(constant current control)을 이용할 수 있다. 일실시예에 따르면, 전류 레귤레이터(40)는 상기 LED를 통한 전류를 조정하는 플라이백 토폴로지를 사용하는 컴포넌트의 컬렉션을 포함하는 플라이백 타입 스위칭 파워 컨버터(flyback type switching power converter)로 구현된다.

일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 동작 모드에 기초하여 상기 파워 컨버터(120)가 상기 스위칭 모드에서 동작하는지 또는 상기 선형 모드에서 동작하는지의 여부를 컨트롤한다. 이전에 설명한 바와 같이, 상기 파워 컨버터(120)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)이 상기 세츄레이션 모드에서 동작하는 경우 상기 스위칭 모드에서 동작하고, 및 상기 파워 컨버터(120)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)이 상기 액티브 모드에서 동작하는 경우 상기 선형 모드에서 동작한다. 다음의 설명에서 상기 선형 모드에서의 상기 파워 컨버터(120)의 동작에 연관되는 설명이 후술된다.

도 2a를 참조하면, 상기 디머 스위치(10)에 의해 상기 LED 램프(20)로 출력되는 상기 AC 전압(110)이 도시된다. 특히, 도 2a는 상기 디머 스위치(10)가 위상각 스위칭을 통해(through phase angle switching), 상기 디머 스위치(10)로 입력되는 상기 AC 전압 신호(200)의 일부 섹션(partial sections)(201)을 제거함으로써 약간의 디밍 효과를 갖는 상기 램프 입력 전압을 도시한다.

도 2a에 도시된 바와 같이, 상기 LED 램프 시스템은 위에서 설명된 상기 스위칭 모드와 상기 선형 모드 사이를 사이클한다(cycles between the linear mode and the switching mode). 상기 선형 모드 동안, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 베이스 전류(IB)를 정확하게 컨트롤하여 액티브 모드의 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 동작하게 한다(operates the drive transistor Q1 in its active mode by precisely controlling the base current IB to the drive transistor Q1).

위에서 언급한 바와 같이, 상기 선형 모드 동안, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)이 상기 액티브 모드일 경우, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)은 전류 싱크로 동작한다. 따라서, 상기 디머(10)로부터의 전류는 상기 파워 컨버터(120)가 상기 디머(10)의 상기 내부 회로가 적절하게 동작하도록 하는 상기 선형 모드에서 동작하는 경우 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 드로잉된다(is drawn to the drive transistor Q1 when the power converter 120 is operated in the linear mode to allow the internal circuitry of the dimmer 10 to function properly).

게다가, 상기 디머(10)와 상기 LED 램프(20) 사이의 캐패시터(CI)에서 저장된 전하(charges stored)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)으로 흐르며, 따라서 상기 캐패시터(C1)는 방전한다. 상기 캐패시터(CI)의 방전은 또한 절절하게 동작하도록 상기 디머 스위치(10)의 상기 내부 회로를 허용한다(Discharging the capacitor CI also allows the internal circuitry of the dimmer switch 10 to operate properly).

상기 스위칭 모드 동안, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 온 및 오프로 스위칭함으로써 세츄레이션 모드에서의 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 동작하게 한다(operates the drive transistor Q1 in its saturation mode).

도 2b를 참조하면, 일실시예에 따른 상기 디머 스위치 및 블리드 전류 인에이블(bleed current enable)(203)에 의해 출력되는 상기 디머 출력 전압(110)(the dimmer output voltage 110 outputted by the dimmer switch 10 and the bleed current enable 20)이 도시된다. 상기 블리드 전류 인에이블(203)은 상기 액티브 모드에서 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 동작하기 위한 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 베이스에서의 전류를 구동하는 경우에 의미가 있고, 따라서, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 전류 싱크로 동작한다(The bleed current enable 203 signifies when to drive current to the base of the drive transistor Q1 to operate the drive transistor Q1 in the active mode thereby causing the drive transistor Q1 to function as a current sink).

상기 블리드 전류 인에이블(203)은 상기 파워 컨트롤러(30)의 내부 신호이다(is an internal sign). 상기 블리드 전류 인에이블(203)은 상기 파워 컨트롤러(30)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 상기 액티브 모드에서 동작하도록 하는 "온" 상태(207) 및 상기 파워 컨트롤러(30)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 턴 오프하도록 하는 "오프" 상태(205)의 두 가지의 상태를 포함할 수 있다.

상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는 상기 액티브 모드에서 동작된다. 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 액티브 모드로 동작하는 경우, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 액티브 모드로 동작하도록 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 베이스 전류 크기의 범위를 공급한다(supplies a range of current magnitude to the base of the drive transistor). 일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)에 의해 공급되는 전류 크기의 범위는 0.4mA에서 28mA까지의 범위를 갖는다.

상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 제공되는 상기 전류는 상기 액티브 모드에서 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 제공하도록(to put the drive transistor Q1 deep in the active mode) 상기 액티브 모드 동안 증가될 수 있고, 컬렉터-에미터 전압은 하이 전압으로 유지된다. 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 공급되는 상기 전류는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 불안정 동작 한계에 도달할 때까지 증가될 수 있다.

도 2b에서, 상기 디머 출력 전압(110)은 일반적으로 TRIAC 디머(TRIAC dimmer)인 리딩 엣지 디머(leading edge dimmer)에 연관된다. 상기 디머 스위치(10)가 턴-온되는 경우, 상기 디머 출력 전압(110)의 상기 리딩 엣지는 위상각 스위칭(phase angle switching)을 통해 상기 디머 스위치(10)에 의해 제거된다. 반대로, 상기 디머 스위치(10)가 턴-오프되는 경우, 상기 디머 출력 전압(110)은 상기 디머 스위치(10)에 의해 영향을 받지 않는다.

도 2b에서 도시된 바와 같이, 상기 리드 전류 활성화(203)는, 상기 디머 스위치(10)가 오프인 경우, 상기 파워 컨트롤러(30)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 상기 액티브 모드에서 동작하도록 하는 하이(207)가 된다. 그렇지 않으면, 상기 디머 스위치(10)의 위상 측정의 왜곡의 원인이 되는 상기 디머 스위치(10)의 바이패스 정전 용량(미도시)이 상승한다(the bypass capacitance (not shown) in the dimmer switch 10 would drift upward causing the phase measurement of the dimmer switch 10 to become distorted).

일실시예에 따르면, 상기 위상 측정은 상기 디머 스위치(10)가 오프되어 있는 경우에 관련하여 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 액티브 모드에서 동작하는 경우를 결정하는데 도움이 된다(helps determine when the drive transistor Q1 is operated in the active mode relative to when the dimmer switch 10 is turned off).

상기 디머 스위치(10)가 턴 온인 경우, 상기 블리드 전류 인에이블(203)은 짧은 지연 기간(209) 후에 로우(205)로 되고 따라서 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 턴 오프한다. 상기 블리드 전류 인에이블(203)은 상기 디머 스위치가 턴 오프하기 앞서 다시 하이(207) 상태가 될 수 있다(is reasserted to the high 207 state prior to the dimmer switch turning off).

도 2c에서, 상기 디머 출력 전압(110)은 일반적으로 TRIAC 대신에 MOSFET 스위치를 사용하는 트레일링 엣지 디머(trailing edge dimmer)에 연관된다. 도 2c에서, 상기 디머 스위치(10)가 턴-온되는 경우, 상기 디머 출력 전압(110)의 상기 리딩 엣지는 상기 디머 스위치(10)에 의해 영향을 받지 않는다. 반대로, 상기 디머 스위치(10)가 턴-오프되는 경우, 상기 디머 출력 전압(110)의 상기 트레일링 엣지는 상기 디머 스위치(10)에 의해 제거된다.

도 2c에 도시된 바와 같이, 상기 블리드 전류 인에이블(203)은 상기 디머 스위치(10)가 최소의 오버랩(211)으로 오프 상태에서 전환하기 직전에 하이(207)로 설정되고 따라서 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 상기 액티브 모드에서 동작하도록 한다(thereby causing the power controller 30 to operate the drive transistor Q1 in the active mode).

상기 블리드 전류 인에이블(203)은 로우(205)로 설정되고 따라서 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 디머 스위치(10)가 다시 상기 온 상태로 전환하기 때문에 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)이 턴 오프하도록 한다(causing the power controller 30 to turn off the drive transistor Q1 as the dimmer switch 10 transitions back to the on state). 상기 트레일링 엣지 타입의 디머에서, 오버랩(211)은 상기 디머 스위치(10)가 턴 오프되는 경우와 상기 블리드 전류 인에이블(203)이 하이(207)로 전환하는 경우의 사이에 존재한다.

상기 오버랩은 상기 LED의 밝기 설정을 결정하도록 상기 파워 컨트롤러(30)가 상기 디머 스위치(10)가 턴 오프하는 시간을 정확하게 결정할 수 있도록 보장할 필요가 있다. 그러나, 상기 오버랩(211)은 상기 파워 컨버터(120)의 동작의 안정성과 효율성을 보장하기 위해 최소로 유지된다.

일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 디머 출력 전압(110)의 영 전압 크로싱 포인트(zero voltage crossing points) 또는 상기 디머 스위치(10)의 상기 위상을 혼동하게 될 수 있다(이를 테면, 추적을 잃게(lose track))(may become confused of phase). 결과적으로, 리딩 및 트레일링 엣지 디머의 구성에서, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는 뜻하지 않게(accidentally) 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 높은 전압(high voltage)이 적용되는 오랜 기간 동안 상기 액티브 모드에서 동작될 수 있다.

결과적으로, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 오류를 발생시킬 수 있는 불안정한 동작 상태에 도달하도록 하는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 발생할 수 있는 파워를 소멸한다(the drive transistor Q1 dissipates power which may lead to the drive transistor Q1 reaching unsafe operating conditions that may cause the drive transistor Q1 to fail).

일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 너무 오랜 기간 동안 상기 액티브 모드에서 동작하는 경우를 결정하고(determines) 및 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 액티브 모드에서 계속하여 동작하지 않도록 한다(prevents).

도 3은 상기 파워 컨트롤러(30)의 상세도를 도시한다. 일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)는 시뮬레이션 모듈(simulation module)(301)을 포함한다. 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 파워 손실을 예측함으로써(by predicting) 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에서 상기 파워 손실(the power dissipation)을 모니터할 수 있다.

상기 시뮬레이션 모듈(301)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 적용되는 상기 전압의 지속적인 관찰 및 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 통해 흐르도록 프로그램된 상기 전류에 기초하여 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 파워 소실을 예측한다. 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 베이스에 제공되는 전류(IB)를 컨트롤하고 및 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 커먼-에미터 전류 이득은 알고 있으므로(the common-emitter current gain of the drive transistor Q1 is known), 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 통한 상기 전류를 결정할 수 있다.

일실시예에 따르면, 상기 시뮬레이션 모듈(30) 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 소실되는 파워(dissipated power)의 실시간 시뮬레이션을 생성할 수 있다. 상기 시뮬레이션 모듈(30)은 또한 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 정전 용량(capacitance) 및 열 저항(thermal resistance)의 시뮬레이션을 생성할 수 있다.

상기 소실되는 파워의 상기 시뮬레이션, 상기 열 저항, 및 상기 정전 용량은 상기 시뮬레이션 모듈(301)이 상기 드라이브 트랜지스터(Q1) 밖으로 흐르는 열을 추정하도록 할 수 있다(allows the simulation module 301 to estimate the heat flowing out of the drive transistor).

상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 실시간 뉴메리컬 시뮬레이션(real-time numerical simulations)을 관찰함으로써, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 파워의 결과로 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 불안정한 온도에서 동작하는 한 주기 동안 상기 액티브 모드에서 동작되었는지를 결정할 수 있다(may determine if the drive transistor Q1 has been operated in the active mode for a period of time which would cause the drive transistor Q1 to operate at an unsafe temperature as a result of the dissipated power by the drive transistor).

에너지 임계치가 충족되는 경우(When an energy threshold is met), 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 안전한 동작 온도로 쿨링되도록 상기 드라이브 트랜지스터(301)를 셧 다운할 수 있다.

도 4는 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 회로도의 일실시예를 도시한다. 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 아날로그-투-디지털 컨버터(analog-to-digital converter)(ADC)(401), 멀티플라이어(multiplier)(403), 가산기(adder)(405), 멀티플랙서(multiplexer)(407), 레지스터(409), 감산기(subtractor)(411), 및 감산기(subtractor)(413)를 포함할 수 있다. 다른 일실시예에 따르면, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 도 4에 도시된 것들 외의 다른 컴포넌트를 포함할 수 있다.

일실시예에 따르면, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 입력 전압(118)은 상기 브릿지 정류기(BR1)에 의해 제공되는 정류된 전압(112)의 모양을 관찰하기 위해 충분한 샘플 레이트(a sample rate sufficient)로 상기 ADC(401)에 의해 샘플링된다. 상기 파워 컨버터(120)가 정전류 모드에 있기 때문에, 상기 선형 모드 동안 상기 인덕터(L1)에서 전압 강하가 발생하지 않으므로 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 입력 전압(118)은 상기 정류된 입력 전압(112)과 동일하다.

일실시예에 따르면, 샘플의 가장 중요한 비트로 제한된 비트 수가 필요하다(only a limited number of bits are needed such as the most significant bits of the sample). 상기 샘플링된 전압은 I(블리드) (bleed)로 도 4에 도시된 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 통한 전류의 디지털 표현에 의해 스케일링된다(is scaled by a digital representation of the current through the drive transistor Q1 illustrated in FIG. 4 as I(bleed)).

상기 전류는 실제 전류가 작은 정수를 곱한 고정된 스케일 팩터가 되기 때문에(will be a fixed scale factor multiplied by the small integer number), 일반적으로 작은 정수(small integer number)로 표현된다. 일실시예에 따르면, 상기 샘플링된 전압은 멀티플라이어(multiplier)(403)를 이용자는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)를 통한 상기 전류로 스케일링된다(is scaled by the current).

상기 멀티플라이어(403)의 출력(417)은 상기 멀티플라이어(403)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 입력 전압(118)과 상기 드라이브 트랜지스터(Q1) I(블리드)를 통해 흐르는 전류를 곱하기 때문에 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 순시 파워를 나타낸다(represents the instantaneous power dissipated by the drive transistor). 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 상기 순시 파워는 적분기(integrator)(415)에 입력된다. 알려진 바와 같이, 에너지는 시간에 따른 파워의 적분이다(is the integral of power over time). 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 에너지는 상기 적분기(415)로 어큐뮬레이트된다(is accumulated with the integrator).

도 4에 도시된 바와 같이, 상기 적분기(415)는 가산기(adder)(405) 및 레지스터(409)를 포함한다. 일반적으로, 상기 적분기(415)는 다양한 파워 소실의 크기는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 동작 온도와 관련되기 때문에 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 파워를 소실하는 것으로(as the drive transistor Q1 dissipates power) 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 생성되는 열을 시뮬레이트한다. 따라서, 상기 적분기(415)의 출력(419)는 상기 가산기(405)로 피드백되는 소실되는 에너지의 함수로서 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 온도를 나타낸다.

상기 적분기(415)의 상기 출력(419)는 또한 감산기(subtractor)(411)로 입력된다. 상기 감산기(411)는 상기 레지스터에서(409) 어큐뮬레이트된 에너지에서 에너지를 뺄셈한다(subtracts). 일실시예에 따르면, 상기 감산기(411)의 상기 출력(421)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에서 밖으로 흐르는 열을 나타낸다(represents the heat flow out of the drive transistor). 상기 감산기(411)는 도 4에 도시된 "블리드 사이클(bleed cycle)" 신호에 기초하여 멀티플렉서(407)에 의해 주기적으로 스위치된다.

상기 블리드 사이클 신호의 값에 기초하여, 상기 멀티플렉서(407)는 샘플 클럭의 상승 엣지에서 상기 멀티플렉서(407)가 상기 가산기(405)의 출력(423)을(상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 어큐뮬레이트된 에너지를 나타내는) 상기 레지스터(409)로 입력 할 지의 여부 또는 상기 감산기(411)의 출력(421)이 상기 레지스터(409)로 입력 될 지의 여부를 컨트롤한다(controls whether the multiplexor 407 inputs the output 423 of the adder).

일실시예에 따르면, 상기 감산기(411)의 상기 출력(421)은 상기 감산기(411)로 입력되는 방전 레이트 신호에 의해 결정되는 레이트에서 적분기(415)로 방전한다(discharges the integrator 415 at a rate determined by the discharge rate signal inputted into the subtractor). 상기 감산기(411)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 노멀 동작(normal operation) 동안 N 사이클 당 한 번 주기적으로 턴 온될 수 있고(may be periodically turned on once per N cycles), 상기 감산기(411)는 상기 적분기(415)에서 상기 어큐뮬레이트된 에너지가 무기한으로(indefinitely) 증가하지 않는 것을 보장한다.

특히, 상기 감산기(411)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 온도 모델로 사용되는 상기 레지스터(409)에 저장된 상기 소실된 에너지를 방전한다. 따라서, 한 주기 동안 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 턴 오프되는 경우(이를 테면, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 통해 흐르는 전류가 없을 경우), 상기 레지스터(409)에 저장되는 상기 소실되는 에너지는 결국 0으로 방전된다(will eventually discharge to zero).

일실시예에 따르면, 상기 방전 레이트(discharge rate)는 상기 레지스터(409)에 저장되는 상기 에너지가 상기 LED 램프(20)의 노멀 동작 동안 증가하지 않도록 설정된다. 이것은 상기 방전 레이트가 설정함으로써 상기 활성 모드에서의 동작 동안 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에서 어큐뮬레이트되는 열의 양보다 더 빠른 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 대류 쿨링 (convection cooling)을 모델링하도록 수행된다.

상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 상기 에너지를 나타내는 상기 가산기(405)의 출력(423)은 어큐뮬레이트된 에너지 임계치가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 상기 에너지로부터 뺄셈되는 감산기(413)로 입력된다. 일실시예에 따르면, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는 상기 디머 스위치(10)가 리딩 엣지 디머(leading edge dimmer)인지 또는 트레일링 엣지 디머(trailing edge dimmer)인지의 여부를 식별하기 위한 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 동작이 시작하는 부분에서 복수의 사이클 동안(이를 테면, 3 내지 5 사이클) 상기 활성 모드로 동작된다(is operated in the active mode).

일반적으로, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 액티브 모드로 동작되는 상기 복수의 사이클은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 정상적으로 상기 액티브 모드에서 동작될 수 있는 가장 긴 시간에 해당한다(corresponds to the longest duration) (이를 테면, 최악의 시나리오(the worst case scenario)). 상기 에너지 임계치(energy threshold)는 상기 복수의 사이클 동안 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 에너지의 양의 바로 위로 설정된 에너지 레벨에 해당한다(correspond to an energy level set just above the amount of energy).

따라서, 상기 LED 램프(20)가 상기 디머 스위치(10)와 비동기되는 경우(becomes unsynchronized), 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 상기 복수의 사이클의 불안정 동작 상태를 감지할 수 있다.

일실시예에 따르면, 상기 감산기(413)의 출력(425)이 양의 값(positive value)인 경우, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 실시간으로 불안정 동작이 발생되고 있는 신호(a signal that an unsafe operation is occurring in real time)를 생성한다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 상기 에너지는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 온도를 나타낸다.

따라서, 상기 양의 값은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 노멀 동작 중 예상되는 시간 보다 더 오래 동안 상기 액티브 모드에서 있었기 때문에 너무 많은 에너지를 소실했으므로(because the drive transistor Q1 has dissipated too much energy since it has been in the active mode for a period of time greater than what should ever be expected during normal operation of the drive transistor Q1) 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)가 불안정 동작 온도에서 동작하고 있다는 것을 의미한다. 상기 신호는 상기 드라이브 트랜지스터가 안정 동작 온도로 쿨링되도록 하기 위해 상기 시뮬레이션 모듈(301)이 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 턴 오프하도록 한다.

다른 일실시예에 따르면, 상기 방전 경로(discharge path)(411)는 도 4에서 도시된 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 회로도에서 생략될 수 있다. 일실시예에 따르면, 상기 멀티플렉서(407)의 상기 입력은 미리 결정된 시간 또는 미리 결정된 스위칭 사이클 개수에서(at predetermined time periods or a predetermined number of switching cycles) 상기 적분기(415)를 리셋하는데 사용되는 상수 값으로 대체된다(is replaced with a constant value).

일실시예에 따르면, 상기 상수는 0이 될 수 있다. 상기 상수 값으로 상기 방전 경로(411)를 대체함으로써(By replacing the discharge path 411 with the constant value), 임계치는 상기 미리 결정된 시간 또는 상기 미리 결정된 스위칭 사이틀 개수 동안 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 최대 허용 가능한 에너지 손실(maximum allowable energy dissipation)을 결정하는데 사용된다.

도 5는 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 다른 일실시예의 회로도를 도시한다. 일실시예에 따르면, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 ADC 컨버터(501), 멀리플라이어(multiplier)(503), 멀리 플라이어(multiplier)(505), 및 가산기(adder)(507), 레지스터(register)(509), 멀티플라이어(multiplier)(513), 및 감산기(subtractor)(511)를 포함한다. 일반적으로, 도 5의 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 실시예는 오히려 도 4에서 방전기(discharger)로 동작하는 감산기(411)와 적분기(415) 보다 도 5는 로우 패스 필터(low pass filter)(517)를 이용한다는 점에서(이를 테면, 리키 적분기(a leaky integrator)) 도 4의 상기 시뮬레이션 모듈(301)의 실시예와 상이하다. 다른 실시예들에서, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 도 5에 도시된 것 이외의 다른 컴포넌트를 포함할 수 있다.

일실시예에 따르면, 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 상기 입력 전압(118)은 상기 브릿지 정류기(BR1)에 의해 제공되는 상기 정류된 전압의 모양을 관찰하기 위해 충분한 샘플링 레이트로 상기 ADC(501)에 의해 샘플링된다(is sampled by the ADC 501 at a sample rate sufficient). 도 4와 유사하게, 상기 샘플링된 전압은

상기 드라이브 트랜지스터(Q1) I(블리드)를 통한 상기 전류의 디지털 표현에 의해 스케일링된다(is scaled by a digital representation of the current through the drive transistor Q1 I(bleed)). 일실시예에 따르면, 상기 멀티플라이어(503)는 상기 드라이브 트랜지스터Q(이를 테면, I(블리드))를 통해 상기 전류에 의한 상기 샘플링된 전압을 곱한다(In one embodiment, the multiplier 503 multiplies the sampled voltage by the current through the drive transistor Q (i.e., I(bleed))).

상기 멀티플라이어(503)의 출력(515)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실된 순시 파워를 나타낸다(represents the instantaneous power). 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실된 상기 파워(이를 테면, x(n))는 상기 로우 패스 필터(517)로 입력된다. 일실시예에 따르면, 상기 로우 패스 필터(517)는 멀티플라이어(505), 가산기(507), 딜레이 레지스터(delay register)(509), 및 멀티플라이어(513)를 포함한다. 일실시예에 따르면, 시간 상수(time constant)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 열 정전 용량(thermal capacitance) 및 열 저항(thermal resistance)의 함수인 대략 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 열 시간 상수로 모델링된다.

따라서, 상기 로우 패스 필터(517)는 시간이 지나면서 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 쿨링하도록 모델링한다(models cooling of the drive transistor Q1 over time). 열 저항 단위(thermal resistance units)는 C/W(degree C per watt)이고, 열 정전 용량 단위는 W-S/C(watt-seconds per degree C)(Joules/deg C)이다. 그러므로, 상기 열 시간 상수는 시간 단위의 결과인 상기 열 저항 및 열 정전 용량의 곱이다(is the product of the thermal resistance and thermal capacitance). 상기 로우 패스 필터(517)는 이러한 시간 상수를 모델링한다(The low pass filter models 517 this time constant).

상기 드라이브 트랜지스터의 상기 열 저항 및 상기 열 정전 용량을 알고 있는 경우, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 다른 파워 소실의 결과로 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 동작 온도가 상승하고 떨어지는 시간의 기간을 나타내는 열 시간 상수(a thermal time constant)를 결정할 수 있다. 일반적으로, 로우 패스 필터(517)는 다음의 전달 함수(수학식 1) 및 시간 상수(time constant)(수학식 2)에 연관되는 제1 무한 임펄스 응답 어레인지먼트(infinite impulse response arrangement)(IIR)이다.

수학식 2로부터의 상기 시간 상수를 이용하여, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 수학식 2에서 나타낸 거의 동일한 시간 상수를 갖기 위해(to have approximately the same time constant shown in equation) 수학식 1의 상기 전달 함수의 값을 조정한다. 이것은 상기 시뮬레이션 모듈(301)이 도 4의 실시예의 상기 방전기(discharger)의 필요 없이 상기 드라이브 트랜지스터(Q1) 밖으로 흐르는 열을 시뮬레이하는 것을(to simulate the heat flow out of the drive transistor) 허용한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 상기 멀티플라이어(505)는 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해(이를 테면, x(n)) 소실되는 상기 순시 파워를 상기 가산기(507)로 입력되는 ax(n)의 출력(525)의 결과인 스케일링 팩터 "a"로 스케일링한다. 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 소실되는 에너지를 나타내는 상기 가산기(507)의 출력(519)(이를 테면, y(n))은 출력(521)의 결과(이를 테면, y(n-1))로 상기 스케일링된 순시 에너지를 지연하는 상기 딜레이 레지스터(delay register)(509)로 입력된다.

상기 멀티플라이어(513)는 "y(n-1)(1-a)"의 출력(523)의 결과로 상기 스케일링된 순시 에너지에 "1-a"의 스케일링 팩터 곱한다(multiplies the scaled instantaneous energy by a scaling factor). 일실시예에 다르면, 상기 멀티플라이어(513)와 상기 딜레이 레지스터(509)의 조합(combination)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)의 열 패키징을 모델링한다(models the thermal packaging of the drive transistor).

상기 가산기(507)는 패키지의 밖으로 흐르는 마이너스 에너지인 소실되는 에너지인(which is the dissipated energy minus the energy that flowed out of the package), 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 포함되는 상기 순시 열 에너지(the instantaneous heat energy)를 나타내는 출력(519) "y(n)"를 생성하기 위해 상기 멀티플라이어(505)의 출력에 상기 멀티플라이어(513)의 출력(523)을 더한다(adds the output 523 of the multiplier 513 with the output of the multiplier 505).

상기 가산기(507)의 출력(519)은 어큐뮬레이트된 에너지 임계치가 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에 의해 소실되는 상기 에너지에서 뺄셈되는 상기 감산기(511)로 입력된다. 일실시예에 따르면, 상기 감산기(511)의 출력(527)은 양의 값이고, 상기 시뮬레이션 모듈(301)은 실시간으로 불안정 동작이 발생하는 신호를 생성한다(generates a signal that an unsafe operation is occurring in real time). 상기 신호는 상기 드라이브 트랜지스터가 안전 동작 온도로 쿨링되도록 하기 위해 상기 시뮬레이션 모듈(301)이 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)을 턴 오프하도록 한다.

위에 기술된 바에 따르면, 디지털 인플리멘테이션(digital implementation)은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에서의 상기 파워 소실을 모니터링하는데 사용된다. 다른 실시예들에서, 상응하는 아날로그 회로(이를 테면, 필터 및 적분기(integrators)) 또는 아날로그 회로와 디지털 임플리멘테이션의 조합은 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)에서의 상기 파워 소실을 모니터링 하는데 사용될 수 있다.

도 6은 상기 디머 스위치(10)와 LED 램프(60)를 포함하는 LED 램프 시스템을 도시한다. 도 6의 상기 LED 램프 시스템은 도 1에 도시된 상기 LED 램프 시스템과 같이 유사한 컴포넌트를 포함한다(includes similar components). 도 6에 도시된 상기 LED 램프 시스템의 상기 컴포넌트는 별도로 명시하지 않는 한(unless otherwise specified) 도 1의 상기 LED 램프 시스템의 대응관계와 유사한 기능을 수행한다(perform similar functionality to their counterparts).

도 1의 상기 LED 램프(20)와는 대조적으로, 상기 LED 램프(60)는 저항(R1)을 통해 정류된 입력 전압(112)에 커플링되는 블리더 트랜지스터(bleeder transistor)(Q2)를 포함한다. 일실시예에 따르면, 상기 블리더 트랜지스터(Q2)는 MOSFET이다. 그러나, BJT와 같은 다른 스위칭 디바이스가 다른 실시예들에서 사용될 수 있다.

상기 LED 램프(60)에서, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 디머 스위치(11)의 내무 회로가 적절히 작동할 수 있도록 상기 디머 스위치(11)로부터 전류를 드로잉하기 위해(to draw current from the dimmer switch21 thereby allowing the internal circuitry of the dimmer switch 11 to function properly) 상기 블리더 트랜지스터(Q2)를 턴 온하도록 컨트롤할 수 있다. 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 파워 컨트롤러(30)에 의해 상기 블리더 트랜지스터(Q2)의 베이스에 인가되는 구동 신호(121)의 크기에 따라 상기 블리더 트랜지스터(Q2)를 스위칭 부하(switching loa, 정전류 부하(constant current load), 또는 스위치 저항 부하(switched resistive load)로 동작하게 할 수 있다(may operate the bleeder transistor Q2)

상기 블리더 트랜지스터(Q2)가 상기 디머 스위치(11)로부터의 전류를 드로잉하기 때문에(Since the bleeder transistor Q2 draws current from the dimmer switch 11), 도 1의 실시예에 연관되어 위에서 기술된 바와 같이 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는 상기 파워 컨버터(120)의 전류 싱크로 동작하지 않는다. 도 6에 도시되는 실시예의 상기 드라이브 트랜지스터(Q1)는 상기 파워 컨버터(120)의 출력에 파워를 전달하기 위한 주로 스위칭 디바이스로 동작한다(operates merely as a switching device).

일실시예에 따르면, 상기 파워 컨트롤러(30)는 도 2B 및 2C에 연관되어 기술된 상기 블리드 전류 인에이블 신호(bleed current enable signal)(203)에 기초하여 상기 디머 스위치(11)로부터의 전류를 드로잉하도록(to draw current from the dimmer switch) 상기 블리더 트랜지스터(Q2)를 턴 온하도록 컨트롤한다.

상기 블리드 전류 인에이블 신호(203)는 언제 파워 컨트롤러(30)가 상기 디머 스위치(11)로부터 전류를 드로잉하도록 상기 블리더 트랜지스터(Q2)를 턴 온하는지를 나타내는 오프 상태(205)와 온 상태(207) 사이를 사이클한다(cycles between an on state 207 and an off state 205).

상기 블리드 트랜지스터(Q2)가 턴 온되는 동안, 상기 파워 컨트롤러(30)는 도 3 내지 도 5에 연관되어 위에서 기술된 바와 같이 상기 블리더 트랜지스터(Q2)의 상기 파워 소실을 예측함으로써 상기 블리더 트랜지스터(Q2)에서의 상기 파워 소실을 모니터링한다. 상기 블리더 트랜지스터(Q2)의 상기 예측된 파워 소실에 기초하여 상기 파워 컨트롤러(30)에 의해 불안정 동작 상태라고 결정되는 경우, 상기 파워 컨트롤러(30)는 상기 블리더 트랜지스터(Q2)를 턴 오프할 수 있다.

위에 기술된 명세서를 읽는 경우, 본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자는 파워 컨버터의 동작 모드를 컨트롤하기 위한 추가적인 대안의 설계에 대해 인식할 수 있다. 따라서, 특정 실시예 및 어플리케이션이 설명되었지만 여기에서 논의된 실시예들이 여기서 공개되는 특정한 구조와 구성 요소로 제한되지 않는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명이 속한 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 사상 및 범위를 이탈하지 않고 여기서 기술된 상기 방법 및 장치의 세부 사항, 동작 및 배열의 다양한 수정, 변경 및 변형이 가능하다.